Простой импульсный блок питания, Как получить высокое вых. напряжение?

я готов
Тему разделить на пару блоков.

1 это ��П для преампа со стабилизацией вых. напряжения, с защитой +6,3V или +12V 2А и +180-200V 0,1-0,15А для ламп, +-12V или +_15V для микросхем.

2 это ��П для усилителей УНЧ где в принципе стабилизация и нафиг не нужна. Но защита требуется.

полумост, двухтактные трансы Ш без зазора или кольца желательно Эпкос. Для увеличения мощности легко склеить, Можно от ПК использовать.

Про обратноходы тема ОЧЕНЬ интересна. Нужен зазор, очень капризны при настройке.

Это сообщение отредактировал кактус - 12.08.2015 - 04:25

Часть 1. Вход �БП

Сразу отмечу, что мы будем стремиться построить �БП для высококачественной звуковой аппаратуры, поэтому наличие заземления в сети питания обязательно. Частоту задающего генератора будем ставить не ниже 200 кГц. В этом случае частота преобразователя по первичной обмотке основного трансформатора будет в 2 раза ниже, и, соответственно, помехи от него на частоте 100 кГц. После выпрямления питания пульсации снова будут 200 кГц. На рисунке показаны формы напряжения генератора и первичной обмотки трансформатора с коэффициентом заполнения импульса 0,5:


img-3722-59c3ac8649.gif

Для такой частоты надо подобрать соответствующие Ш�М, например:

TL494 - до 300 кГц (нужен драйвер);
KA7500B - до 300 кГц (нужен драйвер);
IRS2795 - до 500 кГц;
КР1211ЕУ1 - до 5 МГц (нужен драйвер).

Расчёт �БП начинается с определения мощности, потребляемой нагрузкой. Допустим, он будет питать предварительный усилитель на 8-ми лампах, 4 канала по 2 баллона на каждый. Лампы возьмём, например - 6Н23П при анодном питании +200В (учтём применение "электронного дросселя", или лучше - полноценного высоковольтного стабилизатора на полевом транзисторе, добавим 20В падения напряжения на нём). ТЗ:

Напряжение сети питания, Uп: ~220В (Uп_мин = ~175В, Uп_макс = ~240В);
Напряжение анодного питания, Uа: 200В (выпрямленное +220В);
Ток анодного питания, Ia: 0,18А (16 триодов по 10 мА на каждый = 0,16А);
Напряжение накала, Uн: 5,7В (выпрямленное +6,3В)
Ток накала, Iн: 3А (8 * 340 мА = 2,72А)
Напряжение фантомного питания, Uф: 46В (выпрямленное +50В, через стабилитроны +48В);
Ток фантомного питания, Iф: 0,05А (4 канала по 10 мА на канал = 0,04А).

Это минимальное ТЗ без прочей электроники, подсветки, индикации, т.е. чтобы работало в металлическом корпусе с элементарным управлением. По своему усмотрению можно добавить однополярные/двуполярные напряжения и токи для прочих узлов, пересчитать мощность. Мы же будем считать как проще и показательнее.

Мощность нагрузки:

PРЅ = UР° * IР° + UРЅ * IРЅ + UС„ * IС„ = (200 * 0,18) + (5,7 * 3) + (46 * 0,05) = 55,4 Р’С‚ (P~57 Р’С‚, РљРџР” 97%)

Теперь есть на что опереться и подобрать соответствующую элементную базу для проектирования. Дальше идёт расчёт фильтра питания и подавления помех.

Фильтр питания полумостового �БП

Всегда нужно защищать питающую сеть от выбросов �БП, иначе если в эту же розетку подключена другая аппаратура, классического типа на трансформаторах, она нахватает помех, особенно если это хай-гейн преамп. Можно конечно воспользоваться специальным фильтром для такого классического оборудования, но помехи просочатся по всей разводке сети питания с затуханием. Проще сразу отфильтровать помехи в месте их появления. Считаю (в отличие от ширпотребного сегмента Китая), что одно без другого быть не может, поэтому у меня всё вместе, одним блоком. Схема выпрямления и фильтрации помех для полумостового варианта:


img-3732-b79b40f1b1.gif

L1, L2, C1, C2 - элементы подавления дифференциальной помехи, действующей между фазой и нейтралью;
L3, L4, C3, C4 - элементы подавления синфазной помехи, действующей между заземлением и фазой/нейтралью;
FU1 - предохранитель, обязательно должен стоять в фильтре, на случай аварийного режима недопустимых токов или короткого замыкания в диодном мосте;
TН1 - терморезистор (термистор) с отрицательным температурным коэффициентом сопротивления (NTC), для ограничения зарядного тока электролитических конденсаторов большой ёмкости;
R1, R2 - резисторы для разряда конденсаторов фильтра помех;
VD1-VD4 - диодный мост, в виде сборки или на дискретных элементах;
С5, С6 - основные ёмкости фильтра питания;
R3, R4 - для задания половинного питания импульсного трансформатора и разряда ёмкостей;
С7 - конденсатор отсечения постоянной составляющей и ограничения тока трансформатора в аварийном режиме.

Расчёт ёмкости электролитических конденсаторов C5, C6 сводится к эмпирической формуле:

C5 = C6 = 1,5P = 1,5 * 57 = 85,5 РјРєР¤

В процессе работы силовые ключи будут подключать первичную обмотку то к одному конденсатору, то к другому. 85,5 мкФ не найти, меньше брать не следует, возьмём ближайший больший номинал из стандартного ряда - 100 мкФ. �того: в фильтре питания 2 электролита по 100 мкФ на 250В. Сейчас можно возразить "может хватит и 200В ?", нет, не хватит. Максимальное напряжение сети Uп_макс = ~240В (у меня постоянно ~235В, по вечерам ~237В, это технический непорядок, входящий в разброс +/-10% по ГОСТу в течение суток, но и к этому надо быть готовым). Запас по напряжению для электролитических конденсаторов нужно брать не менее 25%, учитывая их ухудшающиеся параметры со временем.

При питании в сети ~240В на составной ёмкости С5+С6 будет +338В (240 * 1,41). Запас 25% к +338В = 422В, т.е. на конденсаторах с запасом должно быть 211+211В соответственно. Ближайший номинал больше 200 - 250В, поэтому в фильтре питания 2 электролита по 100 мкФ на 250В.

Стартовый импульс зарядного тока через составную ёмкость С5+С6 огромен, несколько десятков ампер, а с большими ёмкостями и сотни ампер. Это практически короткое замыкание сети питания на тысячную долю секунды. Можно посмотреть паспорт на конкретный электролитический конденсатор и узнать какой импульс тока он способен выдержать, и как быстро он будет вырабатывать свой срок службы с такими стартовыми импульсами, учесть сопротивление проводов и моточных изделий фильтра, но это будет лишним. Поступим проще. Остановимся на конкретном выборе диодного моста, узнаем максимально допустимый импульс тока через него и уже с этими данными подберём термистор TН1 таким образом чтобы импульс зарядного тока электролитов был на 20% ниже допустимого для диодного моста.

Средний ток через диодный мост в самом худшем случае:

Iс = P / Uп_мин = 57 / 175 = 0,3257А (для диодов запас в 2 раза, Iд = 0,65А)

Для такого среднего тока потребления годится диодный мост или 4 диода с номинальным постоянным током 1А. По обратному напряжению у диодов и у мостовой сборки также должен быть запас:

Uд_обр = 1,5 * (Uп_макс * 1,41) = 1,5 * (240 * 1,41) = 507,6В

Ближайший номинал - 500В, меньше на 7В расчётного, но можно, если больше ~230В никогда не будет. Самый распространённый диод - 1N4007 (1А 1000В) или диодный мост DB105 (1А 600В). С такими стандартными выпрямительными диодами и сборками нужно будет дополнительно работать, ставить шунт плёночными конденсаторами для подавления пульсаций переключения, поскольку они слишком медлительны. Лучше использовать быстродействующие диоды (fast или ultrafast), например HER106, MUR160, S1J, SF18, UF4005, или их более мощных "старших братьев" на ток 2А и напряжения от 500В(600) до 1000В, какие найдутся. Можно применить импульсные диоды типа FR107, FR207, на 1000В, 1 и 2 ампера соответственно, которые почти во всех нерабочих �БП АТХ есть на платах и остаются целыми. С другими диодными сборками - самостоятельно.

Рассмотрим HER106 (1А 600В), максимальный импульс тока для него Iи_макс = 30А, и превышать его нельзя (это частая причина прошивания диодов в выпрямителе). Следует снизить импульс на 25%, Iи = 22,5А.

Сопротивление термистора TН1 для ограничения импульса заряда:

Rт = (Uп_макс * 1,41) / Iи = (240 * 1,41) / 22,5 = 15 Ом.

С близким сопротивлением существует термистор MF72-16D7 или MF72-16D9, они изменяют свое сопротивление с 16 Ом до 1 Ом, максимальный постоянный ток 1А. У нас в худшем случае 0,32А, с Uп = ~220В ток 0,26А. Подойдёт любой термистор 16-25 Ом от 0,5 до 1А устоявшегося тока.

Резисторы R3 и R4 для разряда конденсаторов следует выбрать так, чтобы разряд до безопасного напряжения в 50В (25+25) осуществлялся за минуту или меньше. За это время термистор TH1 успеет восстановить часть своего сопротивления и, в случае переподключения �БП в сеть питания, будет готов поглотить импульс тока, который будет значительно меньше при остаточном напряжении на электролитах. Одновременно, сопротивление резисторов R3 и R4 не должно быть слишком мало, иначе они будут отбирать и переводить полезную мощность преобразователя в тепло, кроме того порождая пульсации питания, это ведь дополнительная неотключаемая активная нагрузка.

Оттолкнёмся от рассеиваемой мощности резисторов в 0,5 Вт, каждый. Чтобы резисторы не перегревались реальная мощность, выделяемая на них должна быть в 3-4 раза меньше. Я не любитель греть резисторы, поэтому выберу в 4 раза меньше - 0,125 Вт.

Напряжение на конденсаторе С5 после остановки �БП:

Uс = (Uп_макс * 1,41) / 2 = (240 * 1,41) / 2 = 169В

Ток через резистор R3 (R4 - такой же):

Ir = Pr / UСЃ = 0,125 / 169 = 0,739 РјРђ

Сопротивление резистора по закону Ома:

R = Uс / Ir = 169 / 0,000739 = 228687 Ом (230К, можно 220К или 240К)

Когда на конденсаторе С5 остаётся +25В, ток через резистор R3 составляет 0,108 мА (25В / 230K). Разряжается конденсатор по экспоненциальному закону:

I(t) = IРѕ * e^(-t/T)

Iо - начальный ток разряда, он равен Ir. T - постоянная времени, равна произведению ёмкости конденсатора и сопротивления резистора разряда: T = RC. У нас постоянная времени: 230000 * 0,0001 = 23 с. Это означает, что через 23 секунды полностью заряженный конденсатор до напряжения Uс (169В) разрядится до напряжения в 2,718 раза меньше начального, т.е. в e раз.

Просчитаем по формуле промежутки времени t, через каждые 10 секунд и остановимся там, где остаточное напряжение на конденсаторе С5 составит 25В или меньше.

I(10) = 0,000739 * e^(-10/23) = 0,478 РјРђ (U = IR = 0,000478 * 230000 = 109,94Р’)
I(20) = 0,000739 * e^(-20/23) = 0,309 РјРђ (U = IR = 0,000309 * 230000 = 71,07Р’)
I(30) = 0,000739 * e^(-30/23) = 0,2 РјРђ (U = IR = 0,0002 * 230000 = 46Р’)
I(40) = 0,000739 * e^(-40/23) = 0,129 РјРђ (U = IR = 0,000129 * 230000 = 29,67Р’)
I(50) = 0,000739 * e^(-50/23) = 0,084 РјРђ (U = IR = 0,000084 * 230000 = 19,32Р’)

Можно останавливаться. Подставив 45 секунд, на конденсаторе будет 24В. Разряд до безопасного напряжения за 45 секунд.

Предохранитель FU1 следует выбрать так, чтобы он не срабатывал при максимальном потреблении �БП (25% запас по току) и одновременно был на ток ниже максимального постоянного для диодного моста. Максимальный ток при питании ~175В составляет 0,3257А, с запасом - 0,407А, а диодный мост на 1А (4хHER106). Выбираем предохранитель на 0,5А со средним быстродействием (имп. - Medium).

Дальше разберёмся с фильтром помех. Выбор ёмкости конденсаторов C3 и С4:

C(Y2) = Iз / (4 * Пи * f * Uп_макс)

Iз - ток заземления (для спец. аппаратуры - 0,2 мА);
f - частота синусоидального тока сети питания, 50 Гц.

CY = 0,0002 / (4 * 3,14 * 50 * 240) = 1,3 РЅР¤ (1 РЅР¤)

C3 и С4 по 1 нФ (код 102), керамические класса Y2 (!), на напряжение ~250В (импульс 5 кВ), только вот такие:


img-3733-e85e0ed37c.jpg

Никогда не используйте вместо Y2 обычные керамические дисковые конденсаторы! Здесь нужна повышенная надёжность и 100% гарантия, что не возникнет пробоя и/или замыкания фазы или нейтрали на заземление. Жизнь человека не измеряется в копеечных конденсаторах.

�ндуктивность синфазного дросселя с обмотками L3 и L4:

L = Кп.н / (2 * CY) * (2 * Пи * fпр)^2 , мГн

Кп.н — коэффициент подавления синфазных помех, он связан с затуханием фильтра через следующую формулу: A = 20lg(Кп.н). Выберем хорошее затухание фильтра порядка 80 дБ. Тогда Кп.н = 10000. Fпр - частота преобразования �БП (100 кГц).

L = 10000 / (2 * 0,000000001) * (2 * 3,14 * 100000)^2 = 12,67 мГн (12,5 мГн)

Синфазный дроссель 2х12,5 мГн на ток 1А (больше чем у предохранителя):


img-3738-68e59cae8c.jpg

Ёмкость конденсаторов С1+С2:

CX = РљРї.Рґ / (2 * 0,01 * L) * (2 * РџРё * fРїСЂ)^2 , РјРєР¤

Кп.д — коэффициент подавления дифференциальных помех, 100 (20lg(100) = 40 дБ).

CX = 100 / (2 * 0,01 * 0,0125) * (2 * 3,14 * 100000)^2 = 1,014 РјРєР¤ (2С…0,47 РјРєР¤)

Конденсаторы С1 и С2 - 0,47 мкФ на 250 В (или больше), класса X2, помехоподавляющие, например вот такие:


img-3739-092f04a867.jpg

Разрядные резисторы R1 и R2 считать нет необходимости. Для сети ~220В их суммарное сопротивление находится в пределах от 800К до 1М. Примем 470К+470К, на мощность 0,25 Вт каждый. Так же остаётся подобрать дроссели L1 и L2 таким образом, чтобы они ослабляли дифференциальные помехи от 1МГц и выше. Это ферритовые кольца типоразмера R12х5х5 мм из низкопроницаемого материала 400НН или Мо-пермаллоя типа МП-250 на 10-15 витков проводом 0,5 мм.

Разделительный конденсатор С7. Я его показал как неотъемлемую деталь фильтра питания, но его ёмкость нужно считать в другой части проектирования, посвященной самому преобразователю.

Хм... как бы это помягче высказаться...( Что бы Бирмонза не обиделся)
�МХО - Высококачественная аппаратура, может быть создана исключительно на безкомпромиссной основе - лучшие из возможных компоненты, схемотехника, реализация...Особенно если делаешь для себя, любимого...
Это правда, что сегодня очень многие бренды, с целью удешевления себестоимости своих приборов ( читай с целью наживы) начали пихать в них �БП. Но действительно серьезное звуковое оборудование, все таки ТАК никто не делает. Что касается DIY оборудования, то действительно серьезные диайщики обычно делают (буржуи)собственноручно то, что нельзя просто так купить - клоны легендарных преампов например и т.п.
Применительно к нашим реалиям,понятно, что не всегда есть финансовая возможность реализовать какой то проект наилучшим образом, поэтому приходится идти на компромисс. Но одно дело когда экономишь на выходном трансе, и ставишь не бренд за 200 баксов, а мотаешь сам, или берешь более дешёвый вариант. А другое дело экономить на БП, который сделать то кстати, в классическом варианте гораздо проще. � не нужно всех этих извращений. Поэтому лично мне, ну никак не понятно желание засунуть в звуковой аппарат �БП. Ну если есть такое желание - пожалуйста, ставьте.
Но, �МХО, позиционировать подобные решения нужно как бюджетный вариант, возможность сэкономить ( а экономия в нашем деле обязательно вылезет в потерю качества ) но никак не говорить что это будет "высококачественный аппарат"... �МХО
Р—Р«.
А так вообще, тема �БП оч даже интересная... в зарядных устройствах, световых приборах, станках и т.п. им самое место. �МХО

Это сообщение отредактировал Andkiev - 18.08.2015 - 22:18

Андрей, получите замечание за оффтоп. Завтра пост удалю.
Топик посвящён �БП.
PS: Всем - учимся проходить мимо чужих постов спокойно. �БП не ваша тема? Проходим мимо. Тем более, что всем известны мнения относительно �БП для лампы, высококачественного звуковоспроизведения и т.д. и т.п. Без обид, но высказываться в топике, где обсуждают конструктив, схемотехнику, в стиле - вы здесь ребята ерундой страдаете, по крайней мере странно.

Вопрос к знатокам в этой теме - что за компонент, встречал в �БП мониторов и телевизоров, похоже на синфазный дроссель, но с одной стороны стоит магнит? (зачем?)

Ничего подобного, я не высказывал. Я не говорил что это ерунда или занятие ерундой или что тема эта не интересна, и т.п. - я всего лишь высказался о том, что �БП это компромисс, с целью экономии средств, а не наилучшее бескомпромисное решение. � все.
Вы тут админ и модер, и вольны делать все что Вам угодно, но все же не нужно мне приписывать того, чего я не говорил.

Это сообщение отредактировал Andkiev - 18.08.2015 - 22:28

У меня 24 кенотрона еще есть, лежат с древних времен, наверно с 70 годов могу год посмотреть. �ногда достаю заветную коробку и беру и ставлю в усилитель ламповый. �ногда диоды простые, зависит от настроения. � хочется иногда �БП(исправился)
Тот самый звук. Да с той эпохи я и иду, с ламповой. � люблю.Тот самый звук. � альтернатива не обязательно дешевле, проще. Просто - а почему нет? � это естественно, мир не стоит на месте.

"Кенотроны в космос не отправляют".- подпись кактус, можно цитировать...разрешаю.

Современная база деталей позволяет сделать хороший, источник питания. С отличными характеристиками и с отличной фильтрацией. Что мешает выполнить эту задачу? Только мозг, который зомбирован и отформатирован традицией.
Таскал 60кг телевизоры ламповые, и было радостно принять импульсники в 2УСЦТ
В древних синтезаторах например dx7 Ямахе �БП. Критично? Да отлично.

Никогда не спорю, что лучше аналог или цифра. У меня и то и другое. Так и тут Трансформатор или �БП. В общем меня поняли. �дти вперед, и впустить в свою жизнь новое не забывая хорошее старое.

Андрей, бан на неделю за обсуждение действий модератора. Упражняться в риторике можете на других форумах. Я надеюсь я ясно свою позицию изложил в предыдущем посте. � на мой взгляд в довольно мягкой форме.

В чём ещё преимущества высокой частоты преобразования, кроме КПД и несущей за пределами звукового диапазона?

На основе закона Электромагнитной �ндукции: чем выше частота, тем меньшим объёмом магнитопровода можно обойтись при проектировании основного импульсного трансформатора. Вот этот трансформатор на 40 Вт при частоте преобразования 100 кГц:


img-3084-e6f661afc4.jpg

�мея задачу поместить �БП в рэк 1U, лучше обратить внимание на кольцевые магнитопроводы, поскольку кроме собственной высоты платы блока есть ещё металлический корпус �БП и детали крепления. За счёт большого окна имеется возможность разместить вторичные обмотки с меньшими затратами на проводе.

Первичная обмотка импульсного трансформатора:


img-3083-a371bfad8e.jpg

Но, не бывает хорошо и всё сразу. С увеличением частоты преобразования сильнее проявляется скин-эффект, когда поток электронов вытесняется ближе к поверхности проводов, в результате чего внутренняя часть проводов становится "мёртвой", бесполезной. Сопротивление проводов высокочастотному току увеличивается. Одним из требований к обмоткам станет - точный расчёт эффективного сечения и обязательное применение многожильных проводов "литцендратов". Это также и небольшой минус в компактность, но приемлемый.

Часть 2. Блок преобразования

На данном этапе проектирования сперва нужно разобраться с нюансами работы полумостового �БП. На рисунке показаны графики напряжений управления силовыми ключами:


img-3856-41964cefd4.gif

T - период следования импульсов, мс;
tо - время, в течение которого открыт силовой ключ, мс;
tз - время, в течение которого силовой ключ закрыт, мс;
tп - длительность паузы между импульсами управления обоих ключей, мс.

При частоте преобразования 100 кГц, период следования импульсов T одного канала составит 0,01 мс. Длительность открывающего импульса:

tРѕ = (T / 2) - tРї, РјСЃ

Длительность паузы между импульсами управления tп всегда указывается в техническом паспорте на конкретную микросхему Ш�М. В зарубежных паспортах (datasheet) оно указывается как "dead time". �ногда эта величина показана в процентах от T, иногда фиксированным значением, например - 500 нс, а иногда специальной формулой, учитывающей значение ёмкости, выбранной для задания частоты генератора. Также бывает в виде графиков, с помощью которых проще определиться и с ёмкостью, и с сопротивлением в цепи генератора, и с длительностью паузы. Возьмём 500 нс в качестве примера.

Длительность открывающего импульса (для 100 кГц):

tРѕ = (T / 2) - tРї = (0,01 / 2) - 0,0005 = 0,0045 РјСЃ (4,5 РјРєСЃ)

Коэффициент заполнения импульса:

kР· = tРѕ / T = 0,0045 / 0,01 = 0,45

Очевидно, что kз никогда не должен быть 0,5, иначе "медлительность" силовых ключей создаст сквозной ток через них, из-за наложения во времени фронтов и срезов импульсов на базах/затворах, что приведёт к перегреву и/или пробою. Ш�М-контроллер через управляющие входы будет изменять kз от 0 до 0,45, в зависимости от сигналов схемы контроля выходных напряжений:


img-3850-da6fc3fafd.gif

На рисунке видно как с уменьшением коэффициента заполнения импульсы становятся уже, т.е. уменьшается tо.

Независимо от применяемых конструктивных решений управления, трансформатор будет иметь одни и те же параметры, исходя из мощности �БП и частоты преобразования. Во всех случаях удобно применять тип материала - феррит, с проницаемостью от 1500 до 2500. Подходящий отечественный тип - 2000НМ, с проницаемостью 2000 и стабильно работающий на частотах до 500 кГц. Один из распространённых импортных типов - N87 (Epcos) с начальной проницаемостью 2200. Нужно иметь в виду, что максимальная индукция Bm для 2000НМ составляет не более 0,38 Тл, а для N87 - 0,49 Тл. С этими различиями связаны некоторые особенности поведения трансформаторов, когда с ферритом 2000НМ �БП работает нестабильно, с проблемами перегрева силовых ключей и самого трансформатора, а после смены на тип N87 эти проблемы иногда исчезают. Причиной чаще всего является неверный расчёт индукции для отечественного феррита, в то время как у N87 больший запас по индукции и проницаемости, и он способен выдержать неверный тяжёлый режим. Мы же будем считать для отечественного 2000НМ и его максимальной индукции, т.к. N87, само собой, сможет работать в таком "облегчённом" режиме без проблем в случае его использования.

Удобный и простой способ расчёта - через требуемую габаритную мощность:

Pгаб = 1,02 * P = 1,02 * 57 = 58,14 Вт

Магнитопровод подбирается из следующего уравнения на основе закона электромагнитной индукции:

Pгаб < 2 * kф * fпр * Sст * Sок * B * j * kзм * nu * 10

РіРґРµ,
kф - коэффициент формы напряжения в первичной обмотке;
fпр - частота преобразования, кГц;
Sст - площадь сечения магнитопровода, см^2;
Sок - площадь окна магнитопровода, см^2;
B - индукция в магнитопроводе, Тл;
j - плотность тока в обмотках, А/мм^2;
kзм - коэффициент заполнения окна медью (для тороидального типа kзм = 0,25);
nu - ню, КПД преобразователя (0,97).

Коэффициент формы напряжения в первичной обмотке kф для "меандра" равен 1. Частота преобразования в нашем случае выбрана 100 кГц (Fуп = 200 кГц). Максимальная индукция для феррита 2000НМ - 0,38 Тл, нужно выбрать в 2 раза меньше, учитывая перекос заполнения импульса в положительный и отрицательный полупериоды, когда Ш�М-контроллер управляет силовыми ключами и когда в сети повышенное напряжение Uп_макс. �ндукцию B выберем 0,2 Тл. Плотность тока j для �БП выгодно принять 5 А/мм^2 (как ориентир, после будет уточнение к выбору провода). Коэффициент заполнения окна медью kзм (отношение между площадью, занятой обмотками, и площадью окна магнитопровода), для тороидального типа можно выбрать 0,25, пока не зная точного заполнения окна.

Преобразуем уравнение в удобную форму:

Sст * Sок > Pгаб / 2 * fпр * B * j * kзм * nu * 10
SСЃС‚ * SРѕРє > 57 / 2 * 100 * 0,2 * 5 * 0,25 * 0,97 * 10
SСЃС‚ * SРѕРє > 0,117 СЃРј^4

Произведение Sст и Sок выбираемого ферритового кольца 2000НМ должно быть больше или равно 0,117 см^4. Такими габаритами обладает например типоразмер К16х8х6 мм:

a = 0,4 СЃРј
b = 0,6 СЃРј
r = 0,4 СЃРј

SСЃС‚ * SРѕРє = a * b * РџРё * r^2 = 0,4 * 0,6 * 3,14 * 0,4^2 = 0,12 СЃРј^4

Примерное значение коэффициента трансформации для накальной обмотки (по ней же управление):

РљРўРЅ = 1,5UРЅ / (UРї_РјРёРЅ * 1,41 / 2) = 1,5 * 5,7 / (175 * 1,41 / 2) = 0,0693

С таким коэффициентом трансформации в нестабилизированном преобразователе напряжение на вторичной обмотке будет в 1,5 раза выше чем требуется. Так и должно быть для эффективного регулирования, кроме того, для остальных обмоток напряжения так же должны быть больше в полтора раза. Может возникнуть вопрос "зачем? ...может пусть �БП следит за напряжением для накала, а остальные будут держаться сами?". Такое может быть только в частном случае, когда Ш�М-контроллер держит ширину импульсов управления практически постоянной, при определенном токе нагрузки по управляемой шине питания. Что если число ламп изменится, или будут применены другие лампы с другими токами накалов, или напряжение питания изменится на 5-10В в какую либо сторону? ...очевидно, что ширина импульсов управления изменится, а вместе с ней и напряжения для анода и фантома. Поскольку в этом частном случае Ш�М управляет только накалом, остальные напряжения будут "болтаться" как угодно без стабилизации.

Забегая вперёд отмечу, что решение совместного регулирования по нескольким шинам существует - это дроссель групповой стабилизации (ДГС). О принципе его работы и расчёте обмоток позднее, в 3-й части.

Продолжим считать коэффициенты трансформации для остальных напряжений:

РљРўР° = 1,5UР° / (UРї_РјРёРЅ * 1,41 / 2) = 1,5 * 200 / (175 * 1,41 / 2) = 2,4316
РљРўС„ = 1,5UС„ / (UРї_РјРёРЅ * 1,41 / 2) = 1,5 * 46 / (175 * 1,41 / 2) = 0,559

Для определения точных коэффициентов трансформации нужно выбрать силовые ключи и учесть падение напряжения на них в открытом состоянии. В настоящее время существует масса различных, например, высоковольтных полевых МОП-транзисторов (MOSFET) с очень низким сопротивлением открытого канала, 1 Ом и меньше, и в данном случае, с двукратным запасом по выходным напряжениям, нет особого смысла пересчитывать коэффициенты трансформации, учитывая потери на транзисторах, это 1-2%, поэтому уточнение мы опустим.

Расчётный типоразмер К16х8х6 мм:

D = 16 РјРј
d = 8 РјРј
h = 6 РјРј

a = 4 РјРј
b = 6 РјРј
r = 4 РјРј

Средняя длина магнитопровода:

LСЃСЂ = 2 * РџРё * (r + (a / 2)) = 6,28 * (4 + (4 / 2)) = 37,68 РјРј

Сечение магнитопровода:

SСЃС‚ = 24 РјРј^2

Число витков в первичной обмотке:

w1 = kР· * UРїС‚ / fРїСЂ * B * SСЃС‚

РіРґРµ,
kз - коэффициент заполнения импульса;
Uпт - минимальное напряжение питания трансформатора, В (Uп_мин * 1,41 / 2);
fпр - частота преобразования, МГц;
B - индукция в магнитопроводе, Тл;
Sст - сечение магнитопровода, мм^2.

Число витков:

w1 = 0,45 * 123,4 / 0,1 * 0,2 * 24 = 116 РІРёС‚.

Чтобы подобрать правильный диаметр обмоточного провода нужно знать средний ток первичной обмотки:

IСЃСЂ = P / (UРї_РјРёРЅ * 1,41 / 2) = 57 / (175 * 1,41 / 2) = 0,462Рђ

Диаметр провода по меди (плотность тока обмоток j = 5 А/мм^2):

d1 = 1,13 * кв.корень(Iср / j) = 1,13 * кв.корень(0,462 / 5) = 0,34 мм (по эмали d1э = 0,4 мм)

В высокочастотной импульсной технике особое внимание уделяется снижению индуктивности рассеяния обмоток, которая влияет на форму импульсов и заставляет выбирать частоту преобразования много ниже чем требуется. Но есть одно решение которое минимизирует индуктивность рассеяния. Необходимо выполнить намотку первичной обмотки в 1 слой и как можно ближе к внутреннему диаметру магнитопровода. На фото показана разновидность такой намотки:


img-3851-5aa282a657.jpg

�мея число витков и диаметр провода проверим магнитопровод К16х8х6 мм на это требование.

Длина обмотки:

Lw1 = w1 * d1СЌ = 116 * 0,4 = 46,4 РјРј

Длина внутренней линии намотки:

Ld = РџРё * (d - d1СЌ) = 3,14 * (8 - 0,4) = 23,86 РјРј

Как видно Ld много меньше чем Lw1. Нужно взять такой типоразмер чтобы обмотка разместилась в 1 слой. Требуемый внутренний диаметр магнитопровода для размещения обмотки:

d = (Lw1 / РџРё) + d1СЌ = (46,4 / 3,14) + 0,4 = 15,2 РјРј

Нужно искать типоразмер с внутренним диаметром 16 мм. При этом, чтобы не изменилась индукция и число витков, сечение магнитопровода должно быть прежним - 24 мм^2. Под эти условия нужен типоразмер К24х16х6 мм, но найти такой сложно. Попробуем подобрать альтернативу, распространённую и доступную. Под каждый, отличный от расчётного, экземпляр нужно пересчитывать число витков и длину намотки, не забывая, что максимальная индукция Bm для 2000НМ - 0,38 Тл, а для N87 - 0,49 Тл.

Epcos N87 R22,1С…13,7С…6,35 РјРј (B64290L0638X087):

a = 4,2 РјРј
b = 6,35 РјРј
r = 6,85 РјРј

SСЃС‚ = a * b = 26,67 РјРј^2

w1 = kР· * UРїС‚ / fРїСЂ * B * SСЃС‚ = 0,45 * 123,4 / 0,1 * 0,25 * 26,67 = 84 РІРёС‚.
Lw1 = w1 * d1СЌ = 84 * 0,4 = 33,6 РјРј
d = (Lw1 / Пи) + d1э = (33,6 / 3,14) + 0,4 = 11,1 мм (< 13 мм, обмотка помещается в 1 слой)

Ферроприбор 2000НМ К20х10х7,5 мм:

a = 5 РјРј
b = 7,5 РјРј
r = 5 РјРј

SСЃС‚ = a * b = 37,5 РјРј^2
LСЃСЂ = 2 * РџРё * (r + (a / 2)) = 6,28 * (5 + (5 / 2)) = 47,1 РјРј

w1 = kР· * UРїС‚ / fРїСЂ * B * SСЃС‚ = 0,45 * 123,4 / 0,1 * 0,2 * 37,5 = 74 РІРёС‚.
Lw1 = w1 * d1СЌ = 74 * 0,4 = 29,6 РјРј
d = (Lw1 / Пи) + d1э = (29,6 / 3,14) + 0,4 = 9,83 мм (< 10 мм, обмотка помещается в 1 слой)

Кольцо феррита 2000НМ нужно обязательно предварительно обработать надфилем по острым кромкам и обмотать тонкой термостойкой лентой диэлектрика, толщиной порядка 0,05 мм в несколько слоёв так чтобы не уменьшить внутренний диаметр кольца больше 10 мм.

На этом выбор типоразмера магнитопровода и расчёт первичной обмотки можно было бы закончить, если бы не ещё один "подводный камень" - скин-эффект. Его сущность заключается в том, что поток электронов вытесняется к поверхности провода с ростом частоты тока. При этом внутренняя часть провода становится бесполезной, и его сопротивление увеличивается. Оценить эффективность использования обмоточного провода можно по следующей упрощённой формуле:

lскэ = 66 / кв.корень(fпр) = 66 / кв.корень(100000) = 0,2 мм

Эффективный диаметр провода (по меди):

dэфф = 2 * lскэ = 2 * 0,2 = 0,4 мм (расчётный 0,34 мм)

Если эффективный диаметр получается много меньше, то провод нужно заменить на литцендрат из нескольких жил с суммарным сечением равным расчётному, найденному по плотности тока j.

Например, средний ток первичной обмотки для более мощного �БП оказался равным 1А, а частоту преобразования выбрали в 150 кГц:

dХ = 1,13 * кв.корень(1 / 5) = 0,5 мм
lскэ = 66 / кв.корень(150000) = 0,17 мм
dэфф = 2 * 0,17 = 0,34 мм

Площадь сечения расчётного провода:

SСЂРї = РџРё * (dРҐ / 2)^2 = 3,14 * (0,5 / 2)^2 = 0,196 РјРј^2

Площадь сечения эффективного провода:

Sэп = Пи * (dэфф / 2)^2 = 3,14 * (0,34 / 2)^2 = 0,0907 мм^2

Минимальное число эффективных жил в литцендрате:

Nэфф = Sрп / Sэп = 0,196 / 0,0907 = 2,16

Таблица для имеющегося провода, для среднего тока 1А и частоты 150 кГц:

2 С… 0,098 РјРј^2 - 2 С… РџР­Р’-2-0,4 РјРј
3 С… 0,065 РјРј^2 - 3 С… РџР­Р’-2-0,33 РјРј
4 С… 0,049 РјРј^2 - 4 С… РџР­Р’-2-0,3 РјРј
5 С… 0,039 РјРј^2 - 5 С… РџР­Р’-2-0,27 РјРј
6 С… 0,0326 РјРј^2 - 6 С… РџР­Р’-2-0,24 РјРј
7 С… 0,028 РјРј^2 - 7 С… РџР­Р’-2-0,23 РјРј
8 С… 0,0245 РјРј^2 - 8 С… РџР­Р’-2-0,22 РјРј
9 С… 0,0217 РјРј^2 - 9 С… РџР­Р’-2-0,20 РјРј
...
40 С… 0,005 РјРј^2 - 40 С… РџР­Р’-2-0,1 РјРј

Для другой частоты и на другой ток таблица будет с другими данными.

Вернёмся к нашему расчёту. Теперь нужно рассчитать число витков и диаметры провода для вторичных обмоток:

w2 = РљРўР° * w1 = 2,4316 * 74 = 180 РІРёС‚. (180+180)
w3 = РљРўС„ * w1 = 0,559 * 74 = 42 РІРёС‚. (42+42)
w4 = РљРўРЅ * w1 = 0,0693 * 74 = 5 РІРёС‚. (5+5)

Все обмотки должны быть двухтактные со средней точкой, подключённой к минусовой шине, поэтому наматывать их нужно будет по 2 шт. для получения 200 кГц частоты на выходе.

Диаметры провода:

d2 = 1,13 * кв.корень(0,18 / 5) = 0,214 мм (по эмали d2э = 0,25 мм)
d3 = 1,13 * кв.корень(0,05 / 5) = 0,113 мм (по эмали d3э = 0,14 мм)
d4 = 1,13 * кв.корень(3 / 5) = 0,875 мм (по эмали d4э = 0,96 мм)

Как видно, проблемы со скин-эффектом будут у накальной обмотки с диаметром провода d4. Нужно взять несколько проводов 0,4 мм (мы уже знаем, что такому диаметру скин-эффект не вредит). Сечение по меди 0,4 мм = 0,126 мм^2. Понадобится 5 проводов 0,4 мм параллельно для такого же суммарного сечения как у провода диаметром 0,875 мм (0,6 мм^2).

Можно оценить заполнение первичной обмотки на ферритовом кольце 2000НМ выбранного типоразмера К20х10х7,5 мм, намотанной проводом ПЭВ-2-0,4 мм, и все остальные обмотки поэтапно с изоляцией:


img-3852-db37b445d5.gif

Если компактность �БП не является приоритетом, то магнитопровод трансформатора можно взять гораздо крупнее. В этом случае, после пересчёта, число витков в обмотках будет меньше, а наматывать их будет проще и быстрее. В любом случае, изоляции обмоток нужно уделять особое внимание, ведь в анодной обмотке высокое напряжение, причём размах между половинами достигает 600В. Намотав слой анодной обмотки нужно обязательно изолировать начало чтобы продолжить наматывать. Крайние концы анодной обмотки должны выводиться через тефлоновые трубки и на расстоянии не менее 1 мм от среднего вывода и 2 мм друг от друга, т.е. соблюдая расстояние выводов.

В качестве изоляции следует применять тонкие термостойкие полимерные плёнки шириной около 5 мм, с хорошими диэлектрическими свойствами, например, полиимид Kapton:


img-3853-de8202aa85.jpg

Этот материал является отличным электрическим и термоизолятором. Не следует применять в качестве изоляции ПВХ-ленты или обычный бытовой скотч.

К выбору силовых ключей

Для тех, кому адекватный подбор деталей кажется лишним и лучше бы взять сразу мощнее и не считать эффективные, пиковые токи и тепловые потери, можно сделать рекомендации относительно данной мощности �БП (57 Вт). Приведу список подходящих полевых МОП-транзисторов (MOSFET) c n-каналом (распространённых и доступных):

РљРџ726Рђ (600Р’, 2 РћРјР°, 4Рђ, 75 Р’С‚)
РљРџ726Р‘ (600Р’, 1,6 РћРјР°, 4,5Рђ, 75 Р’С‚)
РљРџ751Рђ (400Р’, 1,8 РћРјР°, 3,3Рђ, 50 Р’С‚)
РљРџ751Р‘ (350Р’, 1,8 РћРјР°, 3,3Рђ, 50 Р’С‚)
РљРџ751Р’ (400Р’, 2,5 РћРјР°, 2,8Рђ, 50 Р’С‚)
РљРџ780Рђ (500Р’, 3 РћРјР°, 2,5Рђ, 50 Р’С‚)
РљРџ780Р‘ (450Р’, 3 РћРјР°, 2,5Рђ, 50 Р’С‚)
РљРџ780Р’ (500Р’, 4 РћРјР°, 2,2Рђ, 50 Р’С‚)

2SK2543 (500V, 0.75 Ohm, 8A, 40W)
2SK2640 (500V, 0.9 Ohm, 10A, 50W)
2SK2876 (500V, 1.25 Ohm, 6A, 30W)
2SK3469 (500V, 0.5 Ohm, 12A, 50W)

IRF 730 (400V, 1 Ohm, 5.5A, 100W)
IRF 740 (400V, 0.5 Ohm, 10A, 125W)
IRF 830 (500V, 1.35 Ohm, 4.5A, 100W)
IRF 840 (500V, 0.85 Ohm, 8A, 125W)

STP 4NA40 (400V, 1.7 Ohm, 4A, 80W)
STP 5K50 Z (500V, 1.22 Ohm, 4.4A, 70W)
STP 9NK50 Z (500V, 0.75 Ohm, 7.2A, 110W)

...и ещё много какие в корпусе ТО-220. Можно также на напряжение 600, 700, 800 вольт, с малым сопротивлением открытого канала (1 Ом и меньше), но такие же быстрые и с большим постоянным током, чтобы не применять радиаторы. Далее будут расчёты более точные для выбора адекватных транзисторов по мощности и габаритам.

На рисунке показаны токи в первичной обмотке трансформатора и одного из силовых ключей:


img-3854-c735d1d8b2.gif

Ток через первичную обмотку под нагрузкой имеет сложную трапециевидную форму, а на холостом ходу практически треугольную, и только за счёт намагничивания магнитопровода. Для нахождения максимального (пикового) тока силовых ключей, работающих поочерёдно, нужно знать индуктивность первичной обмотки. Её можно найти следующим образом:

L = (MU0 * MUн * n^2 * S) / l, мкГн

РіРґРµ,
MU0 = 0,001257 мкГн/мм - абсолютная магнитная проницаемость вакуума;
MUн - начальная магнитная проницаемость материала (2000);
n - число витков в обмотке;
S - площадь сечения магнитопровода, кв. мм;
l - длина средней линии магнитопровода, мм.

L = (0,001257 * 2000 * 74^2 * 37,5) / 47,1 = 10,961 мГн

Ток намагничивания первичной обмотки нарастает по линейному закону:

IРј = (UРї_РјРёРЅ * 1,41 / 2) * tРѕ / L = (175 * 1,41 / 2) * 0,0000045 / 0,010961 = 0,05Рђ

Это ток холостого хода при коэффициенте заполнения 0,45, т.е. при полном. На самом же деле Ш�М-контроллер отследит избыток нарастания напряжения на выходе и выставит наименьший коэффициент заполнения, управляющий импульс станет минимальной длины и ток намагничивания будет намного меньше. Но мы считаем для максимального заполнения и минимального напряжения сети. Ток через первичную обмотку имеет трапециевидную форму именно из-за тока намагничивания. Таким образом, максимальный ток силовых ключей (переход на намагничивание):

Iтп = (Pн / (2 * (Uп_мин * 1,41) * kз^2 * nu))
Iтп = (55,4 / (2 * (175 * 1,41) * 0,45^2 * 0,97)) = 0,57А

Пиковый ток силовых ключей:

Iс_макс = Iтп + Iм = 0,57 + 0,05 = 0,62А

Эффективный ток силового ключа (трапециевидной формы):

Iэфф = kз * ((Iтп^2 + Iтп * Iс_макс + Iтп^2) / 3)^0,5
Iэфф = 0,45 * ((0,57^2 + 0,57 * 0,62 + 0,57^2) / 3)^0,5 = 0,26А

Начальные требования к полевым МОП-транзисторам (MOSFET) c n-каналом:

Напряжение сток-исток, В: не менее Uп_макс * 1,41 (338,4В -> 350);
Максимальный постоянный ток стока, А: не менее 2Iэфф (0,5А и больше для исключения радиатора).

Выбор пал на IRFR310 в корпусе TO-252 для поверхностного монтажа:


img-3855-3b3957c4c6.jpg

Параметры IRFR310

Напряжение сток-исток: 400В;
Максимальный постоянный ток стока: 1,7А;
Пиковый ток стока: 6А;
Максимальная рассеиваемая мощность: 25 Вт;
Сопротивление открытого канала: 3,6 Ом;
Максимальное напряжение управления на затворе: +/- 20В;
Время включения: 18 нс;
Время выключения: 32 нс;

Мощность потерь на открытом переходе исток-сток:

Pr = Rис * Iэфф^2 = 3,6 * 0,26^2 = 0,24 Вт.

В таком режиме IRFR310 не требуется радиатор.

На этом вторую часть расчётов можно завершить. Следующая часть будет посвящена расчётам дросселей, ёмкостей, схеме управления и тонкостям режимов, чтобы максимально отфильтровать питание от паразитных выбросов и продлить срок службы электролитических конденсаторов.